У дома > Вътрешен дизайн > Ssb приемник за директно преобразуване. Едностранично-лентов хетеродинен приемник с голям динамичен диапазон. За веригата "прост преобразувател на напрежение и честота"

Ssb приемник за директно преобразуване. Едностранично-лентов хетеродинен приемник с голям динамичен диапазон. За веригата "прост преобразувател на напрежение и честота"

Пътят към ефира на начинаещ радиолюбител често започва с изграждането на приемник за директно преобразуване, който е прост по дизайн и дизайн (друго име е хетеродинен приемник). Но, като правило, това са дизайни с един диапазон. Прилагането на многодиапазонни PPPs по традиционния начин (с превключване на локалния осцилатор и веригите на входния филтър с многоконтактен бисквитен или барабанен превключвател или използване на платки за включване с вериги) води не само до значително усложняване на дизайна, и настройка, но и до появата на проблеми с честотната стабилност на GPA.

Но има и друг, по-успешен от гледна точка на автора подход. Спомнете си, че честотите на основните HF радиолюбителски ленти образуват правилна геометрична прогресия, така че хармониците на долните ленти попадат върху честотите на други, по-високи честотни ленти. Следователно, това е отлична възможност да се използва в многолентов PPP единичен локален осцилатор без превключване, работещ само на една лента и който като правило има по-добра честотна стабилност, тъй като неговата инсталация се оказва по-компактна и твърда и най-важното е, че няма превключващи и следователно нестабилни контакти в нейната контурна верига. Структурната диаграма на такъв GPA е възможна в две версии - с главен осцилатор, работещ в най-високия честотен диапазон, последван от честотно разделяне чрез цифрови броячи (например, този метод се прилага в) или с главен осцилатор, работещ на честота от най-ниския честотен диапазон, последвано от умножение на честотата в буферни етапи. Последният метод е реализиран в много интересен дизайн на И. Григоров. Освен това, използвайки свойството на ключовия миксер да работи върху хармоници на честотата на локалния осцилатор, обикновено може да се направи без умножение на честотата, което е основата за дизайна на този приемник. Въпреки външната прилика със схемата, представеният на вашето внимание приемник, благодарение на оптимизацията на миксера, има порядък по-добра чувствителност и DD, повишена селективност в съседния канал, по-малки размери, по-икономичен, но в същото време време по-лесно за производство и настройка. В него няма оскъдни части и дори неопитни радиолюбители могат да го изградят. Външният вид на приемника е показан на снимката

Основни технически характеристики:

  1. Работни честотни диапазони, MHz ……………………………………………………….7, 14, 21
  2. Ширина на лентата на приемане (при ниво –6 dB), Hz ……… 300…2600
  3. Чувствителност на приемащия път от входа на антената, µV, със съотношение сигнал/шум 10 dB, не по-лошо………………………………………………………………… ………..0.7
  4. Динамичен обхват на кръстосана модулация (DD2), dB, при 30% AM и 50 kHz денастройка, не по-малко от ………………………………………………………..75
  5. Селективност на съседен канал, dB, при 10 kHz отместване от носещата честота, не по-малко от …………………………………………………………….70
  6. Ток, консумиран от външно стабилизирано захранване с напрежение 9V, mA, не повече от ……………………………………………………. 10

Електрическата схема на приемника е показана на фиг.1. Сигналът от конектора на антената се подава към регулируем атенюатор, направен върху двоен потенциометър R1. В сравнение с единичен потенциометър, това решение осигурява по-голяма дълбочина на регулиране на затихването (повече от 60 dB) в цялата HF лента, което позволява оптимална работа на приемника с почти всяка антена. Освен това сигналът през съединителната намотка L1 се подава към двуконтурен лентов филтър (PDF) L2C5, L3C10 с капацитивно свързване през кондензатор C9. Превключването на обхвата се извършва от превключвателя SA1, който има неутрално (отворено) положение на контактите. В позицията на контактите, показана на диаграмата, лентата от 21 MHz е активирана. При превключване към 14 MHz към веригите се свързват допълнителни кондензатори C1, C3 и C6, C14, измествайки резонансните честоти на веригите към средата на работния диапазон. При превключване към обхвата 7 MHz не само кондензатори C2, C4 и C8, C15 са свързани към PDF вериги, но и допълнителен свързващ кондензатор C7, който е необходим за получаване на оптимална форма на честотната характеристика на PDF в този диапазон.

Зареждането на PDF е едноцикличен ключов миксер, базиран на полеви транзистор VT1. Това е важен възел, "сърцето" на приемника, който определя основните му параметри и заслужава специално внимание.

В хода на моите експерименти с ключови миксери SPP беше установено, че ключовият миксер на хетеродинен приемник, зареден на изхода с капацитети, работи като теснолентов синхронен филтър (SF) от входната страна, с централна честота при честотата на локалния осцилатор и честотна лента, равна на два пъти честотната лента на AF. Физическите основи на това явление бяха доста достъпно очертани в. Моля, имайте предвид, че при честотите на горните HF ленти, качественият фактор на този прост SF достига абсолютно фантастични стойности - хиляди и десетки хиляди! Например

- с AF лента за приемане на SSB сигнал от 2,5 kHz - повече от 4000 (при 21 MHz)

- с AF лента за приемане на CW сигнал от 0,8 kHz - повече от 12 000 (при 21 MHz).

Освен това, изразената честотна зависимост на входния импеданс на ключовия миксер при натоварване с високо съпротивление на последния повишава селективността на свързания към него PDF. В този случай се появява остър пик на плоската честотна характеристика на входната верига (или PDF) с ширина, равна на два пъти честотната лента на LF (в този случай приблизително 5 kHz). Централната честота на този пик съвпада с честотата на настройка на локалния осцилатор и се настройва заедно с нея. В този случай ефектът от увеличаване на коефициента на качество на веригата е толкова по-голям, колкото по-високо е съотношението на натоварения и конструктивен коефициент на качество и всъщност е равен на това съотношение (разбира се, с достатъчно голямо съпротивление на натоварване на хетеродина миксер на приемника или, ако искате, SF). За класическа система за съгласуване на контура (въведените съпротивления източник/товар са равни), увеличението на качествения фактор на контура няма да надвишава 2 пъти. Следователно е полезно да се намали коефициентът на включване на източника на сигнал - съгласувана антена и да се приложи пълна връзка към смесителната верига, която от своя страна има товар с висок импеданс. В този случай смущенията извън обхвата са значително отслабени, чувствителността и съответно DD, с оглед на изключително малките загуби във входните вериги на приемника, се увеличават значително. И това ни дава възможност да създаваме по-модерни приемници на принципа на директното преобразуване.

Но обратно към концепцията за ПЧП. За реализиране на високите селективни свойства на миксера е използвана пълна връзка с PDF, а натоварването на миксера в сравнение с традиционния е увеличено няколко пъти - до 5-10 kOhm. Полев транзистор VT1, включен в режим на контролирано съпротивление. При ниски напрежения дрейн-източник, независимо от полярността, FET каналът се държи като нормално съпротивление. Стойността му може да се променя от няколко мегаома с блокиращо напрежение на портата до десетки ома с отключващо. По този начин, когато хетеродинно напрежение се приложи през кондензатор C17 към портата, ще се получи почти идеален смесител. Блокиращото напрежение на портата се настройва автоматично поради коригиращото действие на p-n прехода (автоматично отклонение) на транзистора VT1. В същото време, чрез промяна на амплитудата на хетеродинното напрежение и следователно на стойността на блокиращото напрежение на портата, можем да зададем относителната продължителност на отвореното състояние на канала или работния цикъл в широк диапазон. При преобразуване в хармоници, за изравняване на чувствителността в диапазоните, коефициентът на запълване на отвореното състояние се избира близо до 4, което се получава автоматично в тази схема, тъй като Преобразувателят е проектиран по такъв начин, че не изисква упорита работа по избора на напрежение на локалния осцилатор. За да направите това, достатъчно е да изберете полеви транзистор VT1 с напрежение на прекъсване, по-малко от това на VT2, не по-малко от 2 пъти.

Предимствата на миксера включват много ниска мощност, консумирана от локалния осцилатор, така че последният практически не се зарежда, което направи възможно изоставянето на буферния етап и по този начин да се опрости веригата. Разделянето на входните и хетеродинните вериги на едноцикличен смесител на транзистор с полеви ефекти по време на неговата работа на основната честота на GPA се определя главно от пропускателната способност на дренажния порт на транзистора, който в общия случай корпусът е един от съществените му недостатъци, което затруднява успешното му използване във ВЧ диапазоните. В случая такъв проблем няма, т.к само в диапазона 7 MHz миксерът работи на основната честота на GPA, а в диапазона от 14 MHz - на втория хармоник на GPA и при 21 MHz - съответно на третия, докато наистина няма сигнали с такава честота в горните диапазони и наличният остатъчен GPA сигнал с честота от около 7 MHz е много, PDF файловете на 14 и 21 MHz ленти са ефективно потиснати. Най-малкото потискане на GPA сигнала ще бъде в диапазона 7 MHz, но дори и тук потискането му (на входа на антената) надвишава 60 dB - това е напълно достатъчно за нормалната работа на приемника.

Локалният осцилатор е направен съгласно индуктивната триточкова верига (схема на Хартли) на полев транзистор VT2. Веригата на локалния осцилатор съдържа намотка L4 и кондензатори C11-C13. С променлив кондензатор (CPE) C11 честотата на генериране се настройва в рамките на 6,99-7,18 MHz, което съответства на диапазона от 13,98-14,36 MHz във втория хармоник и 20,97-21,54 MHz в третия хармоник. Веригата е свързана към веригата на портата VT2 с помощта на кондензатор C16, върху който, поради коригиращото действие на p-n прехода на транзистора VT2, се образува автоматично отклонение, което доста твърдо стабилизира амплитудата на трептенията. Така например, когато амплитудата на трептене се увеличава, блокиращото изправено напрежение също се увеличава и усилването на транзистора пада, намалявайки коефициента на положителна обратна връзка (PFC). Всъщност PIC се получава, когато токът на транзистора протича през част от навивките на бобината L4. Кранът към източника е направен от 1/3 от общия брой завъртания.

Основното филтриране на сигнала в PPP се извършва при ниска честота чрез нискочестотен филтър (LPF) и следователно качеството на приемника до голяма степен се определя от селективността на неговия LPF. За да се подобри устойчивостта на шум и селективността на приемника на входа на ULF, беше използван нискочестотен филтър с две връзки C18L5C19L6C24 с честота на срязване приблизително 2,7 kHz, съставен от две U-образни LC връзки, свързани последователно, . Кондензатор C21 образува допълнителен полюс на затихване зад лентата на прекъсване и по този начин осигурява увеличаване на наклона на честотната характеристика до 40 dB/октава. , което направи възможно изключването на трудоемките нискочестотни бобини от дизайна на ПЧП. Сред положителните свойства на това решение могат да се отбележат малките размери на филтъра, високата линейност при високи нива на сигнала поради наличието на немагнитна междина в магнитната верига (Kg по-малко от 1% при вход от 1 Veff ), ниска чувствителност към смущения поради добро стандартно екраниране. Трябва да се отбележи, че най-доброто потискане (с 3 dB) в двусекционен нискочестотен филтър се получава чрез кръстосано свързване на намотките.

Въпреки факта, че натоварването на нискочестотния филтър (входният импеданс на ултразвуковия филтър е около 5-10 kOhm) е избрано значително повече от характерното съпротивление на нискочестотния филтър (което е необходимо за реализиране на добри селективни свойства на миксера), не се наблюдава неприятно характерно „звънене“ на сигнала, т.к с оглед на ниския качествен фактор на бобините GU, формата на честотната характеристика на нискочестотния филтър има само леко покачване на горните звукови честоти, което е благоприятно за подобряване на разбираемостта на речта.

УЗЧ на приемника е двустепенен, с директна връзка между стъпалата. Той е сглобен по типична схема на модерни нискошумни транзистори VT3, VT4 с висок коефициент на пренос на ток. Благодарение на 100% отрицателна DC обратна връзка, DC режимите на транзисторите се настройват автоматично и се влияят слабо от температурни колебания и захранващо напрежение. За да може входният импеданс на ултразвуковия честотен преобразувател да зависи малко от разпределението на параметрите на транзисторите, съпротивлението на резистора R6 е относително малко (15 kOhm). Телефоните с високо съпротивление TON-2 с постоянно съпротивление от 4,4 kOhm служат като товар на ултразвуковия честотен преобразувател, които са свързани директно към колекторната верига на транзистора VT4 (чрез съединителя X3), докато променливият ток на сигналът и постоянният ток на транзистора протичат през намотките им, което допълнително магнетизира телефоните и подобрява работата им. . Кондензаторът C27, заедно с индуктивността на последователно свързани слушалки, образува резонансна верига с честота приблизително 1,2 kHz, но поради голямото активно съпротивление на намотките, коефициентът на качество на последния е нисък - честотната лента на нивото от -6 dB е приблизително 400-2800 Hz, така че ефектът му върху общата честотна характеристика не е много значителен и е в естеството на спомагателно филтриране и лека корекция на честотната характеристика. Така че любителите на телеграфа могат да изберат C27 = 22-33nF, като по този начин ще изместим резонанса до честоти от 800-1000Hz. Ако сигналът е глух и за да се подобри разбираемостта на речевия сигнал, е необходимо да се осигури повишаване на високите честоти, можете да вземете C27 \u003d 2.2-4.7nF, което ще повиши резонанса до 1.8-2.5 kHz.

Конструкция и детайли. Повечето от частите на приемника са монтирани върху печатна платка, изработена от едностранно фолио от фибростъкло с размери 41x99 mm, чийто чертеж от страната на печатните проводници е показан на фиг. 2,

и разположението на частите - на фиг.3.

Възможен е чертеж на печатна платка в стандартен формат. Платката е предназначена за инсталиране на малогабаритни радиокомпоненти - резистори C1-4, C2-23, MLT-0.062. При използване на по-големи резистори (0,125 или 0,25 W), те трябва да се монтират вертикално. Термостабилни керамични контурни кондензатори KM, K10-17 или подобни вносни (оранжев диск с черна точка или многослоен с термична стабилност MP0). Тримери CVN6 от BARONS или подобни малки. Кондензатори C18, C19, C21, C24, желателно е да изберете термично стабилни - филм, метален филм, например, малки вносни серии MKT, MKR и други подобни. Останалите керамични блокиращи и електролитни са от всякакъв вид малки.

Приемните намотки L1-L4 са направени на малки рамки от 10,7 MHz IF контурни намотки с размери 8x8x11 mm (фиг. 4) от широко използвани евтини вносни

радиоприемници и магнетофони. Намотките L2-L4 съдържат 18 навивки от PEL проводник, PEV с диаметър 0,13-0,23 mm, кранът от намотката L4 е направен от шестия завой, като се брои от изхода, свързан към общия проводник. Комуникационната намотка L1 е навита върху дъното на намотката L2 и съдържа 3 навивки от същия проводник. Навиването трябва да се извърши с максимално опъване на жицата, равномерно поставяне на завоите във всички секции на рамката, след което намотката е плътно фиксирана със стандартна найлонова втулка. Цялата верига е затворена в обикновен месингов екран. Ако е необходимо, всички намотки могат да бъдат направени на всякакви други рамки, достъпни за радиолюбител, разбира се, като се променя броят на завоите, за да се получи необходимата индуктивност и съответно да се коригира чертежът на печатната платка за нов дизайн. Например, за широко използвани рамки на веригата IF от стари телевизори с диаметър 7,5-8,5 mm с тримери SCR-1 (M6x10) и правоъгълни (може да са кръгли) екрани, намотките L2-L4 съдържат 12 навивки PEL проводник, PEV с диаметър 0,4-0,7 mm, навит на дължина от 10 mm, докато кранът от намотката L4 е направен от четвъртия завой, като се брои от изхода, свързан към общия проводник. Комуникационната намотка L1 е навита върху дъното на намотката L2 и съдържа 2 навивки от същия проводник.

Като нискочестотни филтърни намотки L5, L6 могат успешно да се използват всички налични нови или употребявани универсални глави на домашни или вносни стереокасетофони. Тяхната индуктивност, като правило, е в диапазона 60-180mH, което е доста подходящо за нас, само за да се поддържа граничната честота на нискочестотния филтър, е необходимо да се променят стойностите на кондензаторите C18, C19, C21, C24 в обратна пропорция. Това ще бъде лесно да се направи на ухо при първия тест на приемника в ефир.

KPI може да бъде всичко, но винаги с въздушен диелектрик, в противен случай ще бъде трудно да се получи приемлива стабилност на GPA. Използването на KPI с въздушен диелектрик почти автоматично ще ни осигури много висока стабилност на GPA, без да предприемаме специални мерки за термична стабилизация. И така, в авторската версия на GPA (кондензатор за контур C13 KM-5 от групата M47), този 21 MHz приемник, когато се захранва от Krona, поддържа SSB станцията за поне половин час, т.е. абсолютна нестабилност (според трета хармонична) не е по-лоша от 150-200 Hz! KPI от VHF блокове на стари индустриални приемници, които все още често се срещат на нашите радиопазари, са много удобни. Именно това е използвано в авторския дизайн. Те имат вграден нониус 1:4, което прави много по-лесно настройването на SSB станция. Включвайки двете секции паралелно, получаваме капацитет от приблизително 8-34pF.Разтягащите се кондензатори C12, C13 служат за точно полагане на диапазони и тяхната стойност се избира в зависимост от наличния KPI. Изчислените стойности на кондензаторите за опън за най-често срещаните KPI са дадени в таблица 1.

Слушалките са електромагнитни, задължително с високо съпротивление (с намотки от електромагнити с индуктивност приблизително 0,5H и съпротивление на постоянен ток от 1500 ... 2200 ома), например типове TON-1, TON-2, TON-2m, TA -4, ТА-56м. Когато са свързани последователно, тоест “+” на единия е свързан с “-” на другия, те имат общо съпротивление за постоянен ток от 3,2-4,4 kOhm, за променлив ток, приблизително 10-12 kOhm при честота 1 kHz. Телефонният щепсел се заменя със стандартен три- или пет-пинов конектор от домашно звукозаписно оборудване (SG-3, SG-5 или подобни вносни) - на диаграмата XS3. Между щифтове 2 и 3 на щифтовата част на конектора е монтиран джъмпер, който служи за свързване на захранващата батерия GB1. Когато телефоните бъдат изключени, захранването на приемника ще се изключи автоматично. Положителният проводник на телефоните се свързва към клема 2 на конектора, което ще осигури събирането на магнитните потоци, създадени от тока на преднапрежение и постоянните магнити на телефоните.

Конекторът XS3 е предназначен за свързване на зарядно устройство или, при липса на вградена батерия, външно захранване. Захранването е подходящо за всяко промишлено производство или домашно производство, осигуряващо стабилизирано напрежение от + 9 ... 12V при ток от най-малко 12-15 mA. За автономно захранване можете да използвате всякакви батерии или акумулатори, поставени в специален контейнер. Например, малка батерия от 8,4 V с размер на Krona и капацитет от 200 mAh е много удобна, което е достатъчно за почти един ден непрекъсната работа на приемника.

Съвременните транзистори с полеви ефекти с p-n преход работят добре в миксера, с минимален пропускателен капацитет и ниско напрежение на прекъсване - BF245A, J (U) 309, KP307A, B, KP303A, B, I. В локалния осцилатор можете да използвате всякакви модерни транзистори с полеви ефекти с p-n преход и напрежение на прекъсване от поне 3,5-4V BF245C.J (U) 310, KP307G, KP303G, D, E, KP302B, V и др.

Като VT3, VT4 е приложим всеки силиций с коефициент на пренос на ток по-малък от 100, за предпочитане нискошумен, например домашен KT3102D, E или широко използван евтин внесен 2N3904, BC547-549, 2SC1815 и др.

Изглед на вътрешната инсталация е показан на фиг. 5. Дизайнът на кантарния механизъм се вижда на снимката. В горната част на предния панел е изрязано правоъгълно прозорче на скала, зад което на разстояние 1 мм с винтове М1,5 се закрепва подскала с дължина 15 мм. Междинните найлонови ролки с диаметър 4 мм са монтирани на същите винтове, осигуряващи необходимия ход на кабела. Нониусният диск се използва стандартен, с диаметър 13 мм от УКВ устройства на стари приемници. Скалата е линейна, показваща и трите диапазона. Оста, върху която е фиксирано копчето за настройка, се използва от тип променлив резистор. От същия резистор бяха използвани елементите за закрепване на оста на предния панел (виж фиг. 6).

На оста трябва да се направи малък жлеб (с полукръгла пила, задържаща оста в патронника на електрическата бормашина), в който се поставя кабелът (две завъртания около оста). Стрелката на скалата е парче PEV тел с диаметър 0,55 mm.

Установяване.Правилно монтиран приемник с обслужваеми части започва да работи, като правило, при първото включване. Можете да проверите цялостната производителност на основните компоненти на приемника с помощта на конвенционален мултицет. Първо, включвайки мултиметъра в режим на измерване на тока в отворена верига, проверяваме дали консумираният ток не надвишава 12-15mA, собственият шум на приемника трябва да се чува тихо в слушалките. Освен това, чрез превключване на мултиметъра в режим на измерване на постояннотоково напрежение, измерваме напрежението на излъчвателя VT4 е приблизително 0,5 V. При работещ UZCH, докосването на ръка до неговите входни вериги трябва да доведе до появата на силен, ръмжащ звук в високоговорителя. Работоспособността на локалния осцилатор се доказва от наличието на портите VT1, VT2 на отрицателно автоматично напрежение от порядъка на няколко волта.

Настройката на приемника е проста и се свежда до полагане на честотата на локалния осцилатор в диапазона 7 MHz и настройка на PDF входните вериги за максимален сигнал. Удобно е да направите това с помощта на стандартен генератор на сигнали (GSS). Превключваме приемника на обхват 7 MHz. Настройваме GSS на честота от 6,98 MHz и след като зададем нивото на изходния му сигнал от порядъка на 30-100mV, го свързваме към жака на антената на приемника. Прехвърляме ротора KPE в положение на максимален капацитет. Поставяйки превключвателя на обхвата на позиция 7 MHz, чрез завъртане на сърцевината на бобината L4 постигаме прослушване на GSS сигнала. Ако това не успее, коригираме капацитета на кондензатора C12. След като възстановихме приемника до горния край на диапазона, ние се уверяваме, че горната честота на приемане е не по-малка от 7,18 MHz. Ако е необходимо, постигаме това, като избираме капацитета на кондензатора C13. След направените промени процедурата за настройка на началото на диапазона трябва да се повтори.

Сега можете да започнете да оценявате механичната скала. Калибриран е в диапазона 7 MHz с помощта на GSS с интервал от 1,2 или 5 kHz, в зависимост от линейните размери на самата скала. Тъй като нямаме превключваем GPA, маркировката на скалата, направена в диапазона 7 MHz, е валидна и за горните диапазони, разбира се, като се вземат предвид множителите 2 и 3. Авторската версия на маркировката на скалата е ясно видима в снимка на външен вид.

Настройката на DFT контурите трябва да започне от диапазона 21 MHz. Чрез свързване на индикатор за нивото на изходния сигнал (AC миливолтметър, осцилоскоп или дори само мултицет в режим на измерване на AC напрежение към клемите на кондензатора C27) към изхода на приемника, задаваме GSS честотата на средата на диапазона, т.е. 21,22MHz. След като настроихме приемника на GSS сигнала, чрез последователно завъртане на сърцевините на намотките L2, L3, постигаме максимално ниво на сигнала (максимален обем на приемане). Тъй като силата на звука се увеличава, използвайки плавен атенюатор R1, нивото на сигнала на ULF изхода трябва да се поддържа на около 0,3-0,5 V. максимум и можем да продължим към следващия диапазон. Ако въртенето на сърцевината (в двете посоки) не успее да фиксира ясен максимум, т.е. сигналът продължава да расте, тогава нашата верига е неправилно конфигурирана и ще трябва да се избере кондензатор. Така че, ако сигналът продължава да се увеличава, когато сърцевината е напълно развита, капацитетът на кондензатора на веригата C5 (или C11) трябва да бъде леко намален, като правило (ако намотката е направена правилно), достатъчно е да поставите следващата най-близка стойност. И отново проверяваме възможността за настройка на входната верига до резонанс. Обратно, ако сигналът продължава да намалява, когато сърцевината е напълно завинтена, капацитетът на кондензатора на веригата C5 (или C11) трябва да се увеличи. По подобен начин настройваме PDF веригите от диапазоните 14 MHz и 7 MHz, като задаваме GSS честотата съответно на 14,18 и 7,05 MHz, но само чрез регулиране на тримерите (не докосваме сърцевините на намотките L2, L3).

Поставянето на диапазоните и градирането на скалата може да се направи без GSS, но се нуждаем от контролен приемник, който може да бъде всеки работещ приемник (комуникационен или излъчващ), който има поне една широка или няколко разширени HF ленти - не е критично. Най-близо до любителските ленти е излъчваната 41m лента, която в реалните приемници обикновено покрива честоти под 7100 kHz, поне до 7000 kHz.

Разбира се, най-лесният начин за калибриране е с комуникационен приемник (особено с цифрова везна) или преобразуван (с вграден детектор тип миксер) излъчващ AM. Ако нямате такъв, а само обикновен AM приемник, можете разбира се да опитате да чуете присъствието на мощен носител на ухо, както се препоръчва в някои описания, но, честно казано, тази дейност не е за хора със слаби сърца - трудно е да се направи дори когато търсите основната честота на GPA, без да споменаваме хармониците. Затова нека не страдаме - щом контролният приемник обича АМ, нека го направим АМ! За да направите това (вижте Фиг. 1), ние свързваме ULF изхода (VT4 колектор) към неговия вход (VT3 база) с помощта на допълнителен кондензатор с капацитет 10-22nF (не критичен), като по този начин превръщаме нашия ULF в ниско- честотен генератор и миксерът вече ще изпълнява (и то доста ефективно!) функции на AM модулатора със същата честота, която чуваме в телефоните. Сега търсенето на честотата на генериране на GPA ще бъде значително улеснено не само на основната честота на GPA, но и на нейните хармоници. Проверих това експериментално, като първо потърсих основната честота (7 MHz) и нейния втори хармоник (14 MHz) в режим на комуникационен приемник и след това в режим AM. Обемът на сигнала и удобството при търсене са почти еднакви, единствената разлика е, че в режим AM, поради широката честотна лента на модулация и честотната лента на IF, точността на определяне на честотата е малко по-ниска (2- 3%), но това не е много критично, т.к. ако няма цифрова скала, общата грешка при измерване на честотата ще се определя от точността на механичната скала на контролния приемник и тук грешката е много по-висока (до 5-10%), следователно при изчисляване на GPA, ние предоставяме обхвата на настройка на GPA с известен марж.

Самият метод на измерване е прост. Превключваме приемника на обхват 7 MHz. Свързваме единия край на малко парче проводник, например една от сондите от мултицет, към жака за външна антена XW1 на настроения приемник, а другия край към жака за външна антена на контролния приемник или просто поставете до неговата входна верига (телескопична антена). Като настроите копчето KPE GPA на позиция за максимален капацитет, използвайте копчето за настройка на приемника, за да потърсите сигнал със силен тон и определете честотата по скалата на приемника. ако скалата на приемника е калибрирана в метри радиовълна, тогава за преобразуване в честота в MHz използваме най-простата формула F = 300 / L (дължина на вълната в метри).

Можете да обсъдите дизайна на приемника, да изразите своето мнение и предложения форум

Литература

  1. Поляков В. Приемник за директно преобразуване. - Радио, 1977, бр.11, с.24.
  2. Поляков В. Прост късовълнов наблюдателен радиоприемник. - Радио, 2003, No1 с.58-60, No2 с.58-59
  3. Поляков В. Радиолюбители за техниката на директно преобразуване. - М .: Патриот, 1990
  4. Зирюкин Ю. Приемник за директно преобразуване. - Радиолюбител No7, 1995г
  5. Степанов Б., Шулгин Г. Всевълнов КВ приемник "Радио-87ВПП" - Радио, 1987 г. #2, стр.19, #3, стр.17
  6. Беленецки С. Едностраничнолентов хетеродинен приемник с голям динамичен диапазон. - Радио, 2005г № 10, стр. 61-64, № 11, стр. 68-71.
  7. Григоров И. Прост наблюдателен приемник. -Радиоконструктор, 1999, № 12, с.12-13
  8. Беленецки С. Нов поглед върху смесителния детектор и някои аспекти на неговото практическо приложение - материали на форума cqham.ru в темата "Модерен трансивър за директно преобразуване" http://forum.cqham.ru/viewtopic.php?t =7391&postdays=0&postorder=asc&&start =1860
  9. Морозов В. Теснолентов синхронен филтър. Радио, 1972, No 11, с. 53-54
  10. Поляков В. Ключов смесител на хетеродинния приемник. http://www.cqham.ru/trx83_64.htm
  11. 11.Погосов А. Модулатори и детектори на полеви транзистори. - Радио, 1981, бр.10 с.19
  12. Беленецки С. Създавам прост PPP .

Беленецки СЪС. д. US5MSQЖ. Луганск, Украйна

Хубаво е да си припомним, че според резултатите от конкурса на списание "Радио" за най-добра публикация през 2008 г., проведен според рецензиите на читателите, авторът, тоест аз, бях награден с диплом за статия, описваща този приемник

Приемниците с директно преобразуване (DCC), по-точно хетеродинните приемници, започнаха да се използват от радиолюбителите сравнително наскоро - от края на 60-те - началото на 70-те години на миналия век. Те много бързо спечелиха широка популярност поради простотата на веригата и високото качество на работа. Простите (на няколко транзистора или една или две микросхеми) едно-двулентови дизайни на двулентови PPP, достъпни за повторение дори за начинаещи радиолюбители, бяха особено популярни. Като правило, имайки висока чувствителност, тези приемници имаха сравнително малък динамичен обхват за кръстосани смущения (DD2) - коефициентът на потискане на AM, с редки изключения, не надвишаваше 70-80dB. Опитите за увеличаване на DD2 и потискане на втората лента с поне 30-40 dB доведоха до такова усложняване на дизайна, че масовото повторение беше изключено.

Благодарение на появата на широкия пазар на нови високоскоростни цифрови микросхеми и висококачествени операционни усилватели с нисък шум, стана възможно да се приложи нов подход за изграждане на PPP с една странична лента, използвайки цифрови превключватели като миксер и използвайки добре утвърдени схема на функционални единици на операционния усилвател в останалата част от веригата. Този подход дава възможност да се осигури добра повторяемост, гарантирани високи PPP параметри и в същото време да се изоставят такива нискотехнологични елементи като многооборотни индуктори, балансиращи трансформатори и почти напълно да се премахнат елементите за настройка и трудоемката работа по настройка (на разбира се, с изключение на настройката на схемите PDF и GPA). Цената за това е увеличен брой микросхеми и необходимост от предварителен избор (ако няма подходящи прецизни) на някои резистори и кондензатори, което обаче е лесно да се направи с помощта на обикновен китайски цифров фотоапарат.

Експериментален образец на еднолентов PPP, предоставен на вашето внимание, е илюстрация на един от възможните варианти на схема, базирана на съвременна елементна база.

Основни настройки
Работни честотни диапазони, MHz — 1.8, 3.5, 7

Честотна лента на пътя на получаване
(по ниво - 6dB), Hz - 400-2900

Чувствителност на приемащия път от входа на смесителя
(честотна лента 2,5 kHz, съотношение S / N - 10 dB), μV, не по-лошо - 0,7 *

Динамичен обхват на кръстосана модулация (DD2) при 30% AM и денастройка 50 kHz, не по-малко от dB — 110*

Селективност на съседен канал
(при отклонение от носещата честота с -5,9 kHz + 3,7 kHz), не по-малко от dB - 60

Потискане на горната странична лента, не по-малко от dB - 41

Фактор на правоъгълност чрез честотна характеристика

(по нива -6, -60dB) - 2.2

Диапазон на регулиране на AGC при промяна на изходното напрежение с 12 dB, не по-малко от dB - 72 (4000 пъти)

Изходна мощност на нискочестотния път при натоварване от 8 ома, по-малко от W 0,8

Токът, консумиран от външния стабилизиран

захранване 13.8V, не повече, A - 0.4

* тази цифра е ограничена от възможностите на оборудването, използвано за измервания, и в действителност може да бъде по-висока.

Възел A2 е локален осцилатор, базиран на единичен, непревключваем осцилатор на честоти 28-32 MHz с електронна настройка на честотата чрез многооборотен резистор и делител на честота с променлив коефициент на разделяне 1,2,4. Необходимата стабилност с помощта на CAFC и цифровото отчитане на честотата се осигурява от възела A5, направен на базата на готовата цифрова скала Makeevskaya, която може да бъде закупена в много региони на Украйна и Русия и не е описана тук , като опция за самостоятелно производство, можем да препоръчаме добре доказаното развитие на А. Денисов [5]. Основната обработка на сигнала - неговата трансформация, потискане на горната странична лента и филтриране се извършва от възел A3. За да се получи добра селективност, се прилага принципът на последователна селекция, когато в допълнение към основния активен лентов филтър, всъщност във всеки усилващ етап, честотната лента е ограничена на ниво 300-3000 Hz чрез подходящ избор на деноминациите на изолационните кондензатори и във веригите OOS.

За потискане на горната странична лента се използва методът, описан подробно в и базиран на използването на 6-секционен фазов превключвател в 4-фазна сигнална система, което позволява сравнително прости средства, въпреки увеличения брой елементи, да се получат добри потискане и висока температурна и времева стабилност на параметрите. За получаване

4-фазната сигнална система използва цифров фазов превключвател, което значително опростява създаването на многообхватни структури.

Сигналът от PDF изхода отива към миксера, който е евтин и достъпен осемканален превключвател 74NS4051 със средно време на превключване 20-22nS. Мотивиращата причина за този избор бяха феноменалните стойности на DD, получени от радиолюбители при тестване на микросхеми 74NS4066, 74NS4053 от същата серия като миксери. Експериментите, проведени по време на разработването на този приемник, потвърдиха високите динамични параметри на миксера, базиран на 74HC4051. Според моите оценки потенциалният DD2 (нивото на потискане на AM - а именно, определя динамичния обхват на приемливите сигнали за PP) за 74NS4051 при честоти до 7-8 MHz е около 134-140 dB, ограничен е от отгоре чрез нива на AM смущения от 300-400 mV, а отдолу от вътрешния шум на превключвателя, които са по-малки от 0,05 μV.

В експерименталния приемник, предложен на вниманието на читателите, нивото на DD2 от 110 dB е ограничено не от миксера, а от предварителния ULF, отгоре поради директното откриване на AM смущения в предварителния ULF, и може да бъде подобрено с 10 -20dB чрез инсталиране на допълнителни нискочестотни филтри след миксера, но отдолу от шума на предварителния ULF, реализиран, както всички други възли, на евтин и достъпен двоен нисък шум (спектрална плътност на шума по-малка от 5nV / Hz ) операционен усилвател NE5532. Използването на по-малко шумни операционни усилватели, например LT1028 с 1nV / Hz, ще подобри чувствителността с коефициент 3-4; увеличете DD2 с още 10-12dB.

Използването на осемканален превключвател като миксер (в нашия случай само половината - четири канала) 74NS4051 направи възможно опростяването на веригата, поради факта, че функциите на фазовия превключвател се изпълняват от вътрешната контролна логика на превключвателят, чиито адресни входове получават управляващи сигнали от брояча до 4. В този случай честотата на локалния осцилатор трябва да бъде четири пъти по-висока от работната честота. В резултат на това на изхода на миксера се формира 4-фазна сигнална система, която след предварително усилване се подава към фазов превключвател с 6 връзки. Освен това сигналът на долната странична лента, който е получил нулево фазово изместване, се сумира в суматора, а огледалната горна лента, която е получила фазово изместване от 180 градуса, се изважда и потиска. Основният активен лентов филтър е свързан към изхода на суматора, който е наследник на включените високочестотен филтър от 3-ти и нискочестотен филтър от 6-ти ред.

Филтрираният полезен сигнал се подава към възел A4, който се състои от усилвател с управление на напрежението, междинен усилвател и краен ULF, към изхода на който е свързан високоговорител, AGC детектор и регулатори на усилването и силата на звука.

Принципна диаграма на възел A3 - основен блок за приемане и обработка на сигнал е показана на фиг. 2. По-нататък в текста позиционните обозначения на части от функционални единици A2, A3, A4 (фиг. 2-4) ще имат допълнително индексиране (съответно 2C1, 3C1 и т.н.), което условно не е показано на тези фигури. Позиционните обозначения на шарнирните части на диаграмата на връзките на приемника фиг. 5 не се повтарят, поради което препратките към тях се дават без допълнителни индекси.

Сигналът от изхода на филтъра за обхват (не е показан на диаграмата, както вече беше отбелязано, в това си качество авторът е използвал преселектора, описан в) през съгласуващия трансформатор 3Tr1 отива към резистора 3R5 и след това към 4-фазния смесител 3DD1 , направен на базата на осемканален превключвател 74NS4051. За да се увеличи скоростта на превключване, микросхемите 3DD1, 3DD2 се захранват от повишено захранващо напрежение от + 8V от стабилизатора 3DA5, което изглежда доста приемливо, т.к. опитът показва, че микросхемите от серията 74HC, 74AC работят надеждно, когато захранващото напрежение се увеличи до 10V.

Резистор 3R5 подобрява балансирането и изравнява съпротивлението на отвореното състояние на ключовете, които имат съпротивление от около 50 ома с технологично разпространение от + -5 ома Преднапрежението се прилага към входа на ключа през резистора 3R6, който се формира в средната точка на резистивния делител 3R3 3R4 и е равен на половината от захранващото напрежение, което осигурява работата му в най-линейния участък.Управляващите сигнали към превключвателя идват от синхронен брояч-делител на 4, направен на D-флип -флопове на микросхемата 3DD2 74NS74, свързани по веригата на Джонсън. Въпреки външното сходство с цифровия фазов превключвател, предложен от В. Т. Поляков, в тази схема основната му функция е брояч.

Функциите на фазовия превключвател се изпълняват от вътрешната верига за управление на самия превключвател, тъй като приложено нестандартно включване, за яснота на фиг. 2 срещу съответните щифтове на чипа 3DD1 са посочени фазите на изходния сигнал. Кондензаторите за натоварване са свързани към изхода на всеки от 4-те фазови канала, като ефективно изолират полезния сигнал и потискат страничните продукти на преобразуването. Причината за тази ефективност е, че този 4-фазен превключващ миксер + кондензатори е пример за класически цифров филтър (или филтър с превключван кондензатор, ако предпочитате). Тейлър е първият, който описва и патентова това схемно решение във връзка със смесителите и тази схема се нарича детектор на Тейлър.

Където Rist, Ohm, е сумата от съпротивленията на антенната верига 50 ома, трансформирани от 3Tr1 9 пъти, т.е. 450 ома, съпротивлението на публичния ключ (около 50 ома) и резистора 3R5, Snagr е равно на сумата на кондензаторите 3C8,3C9 във фаради, а n \u003d 4 е броят на включените кондензатори. В нашия случай изчислената стойност на граничната честота от 3400 Hz, от една страна, осигурява добро потискане на смущения извън обхвата, а от друга страна, въвежда забележимо допълнително фазово изместване в полезния сигнал, така че съответните капацитети във всичките 4 канала трябва да бъдат термично стабилни и избрани с точност не по-лоша от 0,5% (по-нататък се подразбира точността на избиране на елементи от 4 канала помежду им, абсолютната стойност може да има разпространение до 5%) . На тези изисквания отговарят нискочестотните кондензатори от серията MBM, K71, K73 и др., а за ефективно HF филтриране те се свързват паралелно с относително малки керамични кондензатори (възможни стойности ​​1000-4700pF) с термична стабилност не по-лоша от M1500.

Към товарните кондензатори на миксера чрез разделителни кондензатори 3C10, 3C13, 3C16, 3C19 с голям капацитет (на пръв поглед използването на разделителни кондензатори след миксера е ненужно, тъй като при идеално работещ миксер напрежението в товарните кондензатори е същото, но на практика поради някои асиметрични канали се появява малко шумово напрежение, което увеличава общия шум 2-3 пъти, когато предусилвателите са директно свързани), които трябва да са неелектролитни, предусилвателите 3DA1, 3DA2 са свързани, свързан според веригата на диференциалния измервателен усилвател, допълнително подобрявайки симетрията на сигналите и потискайки смущенията в общ режим (продукти за откриване на AM, смущения с мрежовата честота и т.н.) пропорционално на Kus=1+2*(3R12/3R11), в този случай 13 пъти. Тази стойност на предварителното усилване е оптимална по мнението на автора, за да компенсира загубите в 6-линков фазопремествач. Резисторите във вериги за обратна връзка 3R11….16 трябва да бъдат избрани с точност най-малко 0,5%. Към изходите на диференциалния предусилвател е свързан 4-фазен 6-линков RC фазопревключвател на елементи R17-R40 и C21-C44. Такъв фазов превключвател, въпреки увеличения брой елементи, е прост в дизайна. Поради взаимната компенсация на фазовите и амплитудните дисбаланси на отделните вериги е възможно да се използват елементи с толеранс от + -5% от абсолютната стойност (разбира се, точността на избора в четворките трябва да бъде не по-лоша от 0,5%), докато поддържане на висока точност на фазовото изместване. При стойностите на елементите, посочени на диаграмата, изчислената стойност на потискането на страничната лента на огледалото в честотния диапазон 300-3300 Hz е около 50 dB, но на практика поради разпространението на стойностите на елементи и крайния импеданс на суматора, потискането е 41-43 dB. Освен това 4-фазен сигнал се подава към входовете на суматора 3DA3.1, направен на базата на диференциален усилвател с входно съпротивление 330 kOhm и коефициент на усилване 10,

където, поради получените фазови отмествания, сигналите на долната странична лента се добавят и усилват, а тези на долната странична лента се изваждат и потискат. Към изхода на суматора е свързан активен главен филтър на честотата на сигнала, направен на три последователно свързани връзки от 3-ти ред - един високочестотен филтър с честота на срязване 350 Hz на операционния усилвател 3DA3.2 и два нискочестотни пропускателни филтри с гранична честота от 3000 Hz съответно на операционните усилватели 3DA4.1 и 3DA4.2.

За подобряване на изолацията и намаляване на шума в захранващата верига, каскадите на суматора и филтрите се захранват чрез отделен интегриран стабилизатор 3DA6. Делителят на захранващото напрежение 3R52,3R57 осигурява преднапрежение за нормална работа на операционния усилвател 3DA3.2, 3DA4 с еднополярно захранване.

Филтрираният сигнал от изхода X9 на възел A3 се подава към входа X1 на възел A4, чиято електрическа схема е показана на фиг. 3, и през изолационния кондензатор 4C2 към регулируемото усилващо стъпало на операционния усилвател 4DA1. 1. Неговият Kus се определя от съотношението на общото съпротивление на резистора 4R4, свързан паралелно в OOS веригата, и съпротивлението на канала за източване-източник на полевия транзистор 4VT1 KP307G (тук можете да използвате всякакви транзистори от KP302, 303,307 серия, които имат напрежение на прекъсване не повече от 3,5 V при максималния първоначален ток на източване) към резистора 4R2 и когато напрежението на преднапрежение на портата 4VT1 се промени от 0 до + 4V, то се променя в диапазона от 3 до 0,0005 пъти или + 10 ... -66 dB, което ви позволява да прилагате ефективна автоматична (AGC) и ръчна настройка на общото усилване на приемника (вид аналог на настройка за HF, IF в суперхетеродини). Веригата 4R5,4R7,4C4 доставя половината от сигналното напрежение към портата 4VT1, което подобрява линейността на контролната характеристика на полевия транзистор, в резултат на което дори при входен сигнал от 2eff (максималния възможен сигнал на изхода на главния лентов филтър), нивото на нелинейно изкривяване не надвишава 1%.

Сигналът от изхода 4DA1.2, който осигурява усилване от 50 за нормална работа на AGC, влиза през пасивен лентов филтър 4С13.4R12.4C15, който намалява излишното усилване 4 пъти към регулатора на звука R и след това през нискочестотен филтър с една връзка (4R16.4C17) към входа на крайния ULF 4DA3 LM386 с Kus=20.

Сигналът от изхода 4DA1.2 през веригата 4C12,4R11 отива към детектора AGC, който е направен на диоди 4VD1-4VD5 и има две управляващи вериги - инерционна на кондензатора 4C8 и сравнително бърза на кондензатора 4C9 , което дава възможност да се подобри работата на AGC в условия на импулсен шум. Общата точка на свързване на AGC детекторните елементи е свързана към делителя на захранващото напрежение 4R13, 4R14, който създава първоначалното напрежение на отклонение на полевия транзистор. Тримерният резистор 4R15 задава оптималното първоначално напрежение на отклонение за конкретен транзисторен екземпляр и, ако е необходимо, коригира първоначалната стойност на общото усилване на приемника. Резисторът Rrf извършва оперативна настройка на общото усилване.

За подобряване на изолацията и намаляване на шума в захранващата верига, входните етапи се захранват чрез отделен интегриран 4DA2 стабилизатор. Делителят на захранващото напрежение 4R1,4R3 осигурява преднапрежение за нормална работа на операционния усилвател 4DA1 с еднополярно захранване.

Принципна диаграма на възел 2 (GPA) е показана на фиг. 4

За основа беше взета леко модернизирана схема на GPA от приемо-предавателя YES-98M, базиран на генератора Kolpitz. Активният елемент на GPA - транзисторът 2VT2 е свързан според веригата на емитерния последовател, поради високото входно съпротивление и малкия капацитет на кондензатора 2C11, шунтирането на осцилаторната верига е незначително. Генераторът, сглобен по схемата на Колпиц, е известен със стабилното си генериране, а два клона на отрицателна обратна връзка: паралелно (резистор 2R12) и серия (резистор 2R14) осигуряват работата на транзистора 2VT2 в режим на константа (термостабилен ) генератор на ток. Ниският капацитет на емитерния преход на транзистора KT368A (около 2 pF) и ниският изходен импеданс на каскадата създават условия за добро отделяне на осцилаторната система като цяло от последващото натоварване.Колекторният капацитет 2VT2 (около 1,5 pF ) е многократно по-малък от кондензатора 2C8 и няма ефект върху осцилаторната система. Използването на транзистор с нисък шум KT368A (с нормализиран шумов фактор) и горните характеристики допринасят за създаването на генератор с добра термична стабилност и ниско ниво на страничен (фазов) шум, осигурява добро отделяне на главния осцилатор от последващи етапи.

Елементите 2DD1.1 и 2DD1.2 образуват правоъгълен сигнал. Тригерите 2DD2.1 и 2DD2.2 са проектирани да разделят честотата на GPA на 2 или 4 за диапазоните съответно от 3,5 или 1,8 MHz. Енкодерът, монтиран на диоди 2VD7 ... 2VD9 и елементи на микросхеми DD1 и DD3, при прилагане на диапазонно напрежение от + 13,8 V, осигурява избора на съответния поддиапазон. В този случай тригерите, които не участват в разделянето, са блокирани, което елиминира появата на смущения от тях на честотата на приемане. От изхода DD3.3 сигналът се подава към брояча на преобразувателя (вход X3 на възел A3). Настройката на честотата се извършва от варикапи KV132A и многооборотен потенциометър SP5-39B, въпреки че недостатъците на този метод за настройка са добре известни. Традиционният метод за настройка с променлив кондензатор е, разбира се, за предпочитане и неговите показатели за качество са по-високи.

Веригата 2R1, 2C2 2R5, VD3, 2C5 е част от схема за цифров автоматичен контрол на честотата (DAC), реализирана с помощта на цифровата скала Makeevskaya, която ви позволява да работите не само SSB и CW, но и цифрови режими на комуникация

Самият генератор работи в честотен диапазон от 28 до 32 MHz.

Трябва да се отбележи, че в 40-метровия диапазон интервалът на настройка на приемника е твърде широк и е 1 MHz, което води до висока плътност на настройка, следователно, за използване на резистор за настройка 2R4, той е ограничен до 28,0 .. 28,8 MHz (7-7,2 MHz). В диапазоните от 1,8 и 3,5 MHz този резистор се шунтира с отворен ключ на транзистора 2VT1 (възможно е да се използват KT208, KT209, KT502 с произволен буквен индекс), който се затваря, когато се приложи управляващо напрежение от +13,8V от превключвателя на обхвата до изхода 7 MHz Транзисторът 2VT2 е избран за максимално усилване, не по-малко от 100. За избора на контурни кондензатори са необходими кондензатори с различни TKE: MPO, P33 и M47. Като 2DD1, 2DD3 можете да използвате TTL серия 555LA4 и вместо

2DD2 - 555TM2, високоскоростен CMOS KR1554LA4, KR1554TM2 или съответно 74NS10 и 74NS74. Диодите KD522 могат да бъдат заменени от почти всички силициеви високочестотни диоди с ниски обратни токове (например KD503, KD521).

Фигура 5 показва схемата на взаимно свързване на приемника. Всички връзки платка към платка на високочестотни вериги се извършват с тънък коаксиален кабел, а нискочестотните вериги с конвенционален екраниран. Регулаторът на напрежението на цифровата скала DA1 (Kren 5A или 7805) не се нагрява много (консумацията на ток с внесен ALS е не повече от 200mA), така че можете да го завиете на всяко удобно място в кутията. Охлаждащ резистор R2 с мощност най-малко 2W. Променливи резистори R1 (Настройка), R3 (Контрол на силата на звука), R4 (Контрол на усилването) и превключватели SA1 (Активиране на атенюатора -20dB), SA2 (превключвател за диапазон), SA3 (Активиране на DAC) са разположени на предния панел. Платките в кутията на приемника са монтирани на метални стелажи, но това не изключва допълнителна "масова" шина, която свързва всички платки помежду си.

Относно подробностите.Както беше отбелязано по-горе, за успешно повторение някои позиции на резисторите и кондензаторите на блок A3 изискват предварителен избор. С помощта на цифров омметър, например китайския цифров фотоапарат, е лесно да се съпоставят двойки или четворки с точност до третия знак след десетичната запетая, като се вземе предвид фактът, че по правило абсолютната стойност може имат спред до 5%. Много модели мултиметри също имат режими за измерване на капацитет, което ще улесни избора на кондензатори. За избора на кондензатори авторът използва приставка към честотомера за измерване на индуктивността чрез свързване на индуктивна намотка с индуктивност от няколко десетки μH към нея. След това, свързвайки кондензатори "на тегло", избираме тези, които дават близки честотни стойности. Разпространението на стойностите за кондензатори от една фабрична партида е малко. Ако кондензаторите са от една кутия, тогава, като правило, от дузина е възможно да вземете две четворки с точност не по-лоша от 1%. Въпреки очевидната сложност на селекцията, авторът прекара не повече от час в избора на четирите резистора с точност от 3 цифри и кондензатори с точност от 2 цифри.

Кондензаторите за фазово превключване трябва да бъдат термично стабилни, в никакъв случай не трябва да се използва нискочестотна керамика от групите TKE H30, H70 и H90 (капацитетът на последния може да се промени почти 3 пъти с температурни колебания). Можете да използвате метална хартия MBM, филм и метален филм серия K7X-XX. Желателно е да се използват същите типове кондензатори като част от активните филтри и разделителните филтри в ULF каскадите, т.к. те определят честотната характеристика. В този случай допустимото разпространение на оценките може да бъде 10% и в тези възли с голям успех можете да използвате екземпляри, които не са преминали селекцията за фазов превключвател.

Блокирането на керамика и електролит може да бъде от всякакъв вид.

Намотка L1 с индуктивност около 0,8 μH на генератор с гладък диапазон е навита върху оребрена керамична рамка с диаметър 12 mm. Има 12 навивки проводник PEV-2 0,5-0,7 mm, положени в жлеб със стъпка 1 mm и поставени в екран, който може да се използва например като корпус от реле RES-6.

Съвпадащият трансформатор 3Tr1 съдържа 15-18 навивки на проводник, сгънат три пъти с диаметър PELSHO (можете също да използвате PEV, PEL) 0,1-0,25 mm с малко усукване (3 усуквания на cm) върху феритен пръстен с диаметър от 7-10 mm с пропускливост 1000-2000 Високочестотни дросели - DM-0.1 с номинална стойност 50-200 µg, могат да се навиват на феритни пръстени с диаметър 7-10 mm с пропускливост 1000 -2000, 25-30 оборота са достатъчни с тел с диаметър 0,15-0,3 мм.

Частите, монтирани по метода на шарнирно монтиране върху шасито (виж фиг. 5), могат да бъдат от всякакъв тип. Изключение прави многооборотният променлив резистор R1 SP5-39B. Този резистор трябва да е с високо качество. Нестабилността на съпротивлението, неравномерността на неговата промяна значително ще влошат работата на приемника. При необходимост може да се замени с два конвенционални потенциометъра, свързани съгласно фиг.6.

Специални изисквания към останалите детайли, ако има такива, са посочени по-горе при описанието на възлите.

СМР.Повечето от частите на приемника са монтирани на три печатни платки, съответстващи на неговите три блока А2 (фиг. 7), А3 (фиг. 8), А4 (фиг. 9), изработени от двустранно фолио от фибростъкло. Втората страна служи като общ проводник и екран. Отворите около изводите на части, които не са свързани с общ проводник, трябва да се зенкеруват със свредло с диаметър 2,5-3,5 mm. Изводите на частите, свързани към общия проводник, са маркирани с кръст. Може да бъде архив с авторски чертежи на печатни платки в прост формат

Снимки на монтирани възли и приемника като цяло






Настройка на приемникатрябва да започне от възел A2 на GPA, който е изключен от главния възел за периода на настройка. Първо, трябва да приложите напрежение от около 2,7 V към изхода 2X1 от спомагателния делител и да свържете накъсо кондензатора 2C12 с джъмпер. След като приложите захранващото напрежение, като изберете резистор 2R12, настройте напрежението на емитера на транзистора 2VT2 на около 1,4-1,6 V, когато се използва като 2DD1 TTL серия 1533LA4.555LA4 или 2,3-2,6 V, ако се използва CMOS KR1554LA4.74NS10. След това можете да премахнете джъмпера и да приложите управляващо захранващо напрежение към изхода 2X8 (разрешаване на диапазона от 1,8 MHz). Цифрова скала или честотомер е свързан към изхода на GPA (изход 2X12) чрез резистор със съпротивление от 200 ... 300 ома. Чрез преместване на плъзгача на резистора R1 в горната позиция съгласно диаграмата, чрез избиране на кондензатор 2C12 и регулиране на 2C10, честотата на генериране се задава малко под 7000 kHz (с 5 ... 10 kHz). След това двигателят на резистора R8 се прехвърля в долната позиция според схемата. Работната честота трябва да бъде малко над 8000 kHz. Ако това не може да се направи и припокриването е по-малко, тогава трябва да се инсталира по-голям кондензатор 2C9 и обратно, ако припокриването е по-голямо, капацитетът на кондензатора 2C9 трябва леко да се намали. Тъй като капацитетът на този кондензатор донякъде влияе на честотата на GPA, след промяна на стойността му, честотното припокриване на GPA трябва да се провери отново. След постигане на необходимата стойност в диапазона 1,8 MHz, GPA се прехвърля в диапазона 7 MHz чрез прилагане на управляващо захранващо напрежение към изхода 2X9. След това двигателят на резистора R8 се премества в долно положение по схемата и чрез регулиране на резистора 2R4 честотата на генериране се настройва малко над 28800 kHz. Във версията на автора са използвани контурни кондензатори с TKE M47 и не е извършена допълнителна термична компенсация. В същото време при 7 MHz първоначалното превишаване на честотата за първите 2 минути не надвишава 800 Hz, а след това нестабилността на честотата е по-малка от 100 Hz за 15 минути. Когато DAC беше включен, честотата остана непроменена няколко часа.

Основният блок за обработка на сигнала (възел A3) и ULF (възел 4), когато се използват части от необходимите рейтинги и липсата на грешки в инсталацията, не изискват настройка.

Последната стъпка в настройването на приемащия път е настройката на прага на AGC и ограниченията за контрол на усилването. За да направите това, плъзгачите на резистора R3 Volume и резистора R4 Gain (вижте фиг. 5) са поставени в лява позиция според диаграмата, а плъзгачът на резистора за настройка 4R15 е поставен вдясно.

Свържете резистор 50 ома към входа на приемника.

Осцилоскоп или авометър се свързва паралелно на високоговорителя (щифтове 4X7,4X8) в режим на измерване на AC напрежение към изхода на приемника.

Чрез преместване на плъзгача на резистора за настройка 4R15 намерете позицията, в която шумът започва да намалява, и чрез по-нататъшно преместване задайте нивото на шума, което все още „не натиска ушите“ (според автора, около 30-40mV) . Това ще бъде оптималната настройка за прага на AGC (началото на работа е около 2-3 μV) и общото първоначално усилване (около 120-150 хиляди).

Библиография

  1. Титце В., Шенк К . Полупроводникови схеми. - М.: Мир, 1982 г.
  2. Хоровиц П., Хил У . Изкуството на електрическата верига: том 1. - М.: Мир, 1983
  3. С. Беленецки. Прост преселектор за многолентов приемник . Радио, 2005, No 9, стр. 70-73 или
  4. В. Абрамов (UX5PS)C. Тележников (RV3YF) Късовълнов приемо-предавател “Дружба-М”. http://www.cqham.ru/druzba-m.htm .
  5. А. Денисов. Дигиталната везна е честотомер с LCD дисплей и автоматична настройка на честотата. http://ra3rbe.qrz.ru/scalafc.htm
  6. Поляков В . Радиолюбители за техниката на директно преобразуване. - М .: Патриот, 1990.
  7. Р.Грийн. RF миксер „Bollet-proof” – „Electronics Word+Wireless Word”, № 1/99, стр.59

8. "Идеален" смесител за приемник с директно преобразуване G.Брагин http://www.cqham.ru/trx41_01.htm

9.D.Tayloe, N7VE, „Писма до редактора, бележки относно „идеалните“ комутиращи миксери (ноември/декември 1999 г.), „QEX, март/април 2001 г., стр. 61

  1. Г.Брагин. Модернизиран VPA за трансивъра "YES-98M. ― Радиодизайн N 14, с.3-7

11. Приставка за измерване на индуктивност в практиката на радиолюбител. С. Беленецки.-Радио, 2005, No5, с.26

j.Radio, 2005 №10, 11

Развитие на приемника.Както е отбелязано в описанието на приемника, поради ограниченото съпротивление на суматора, степента на потискане на страничната лента на огледалото е много по-ниска от теоретичната (това е особено забележимо при многоканални фазови превключватели-полифази). Основният начин за подобряване на производителността на полифазера (до теоретични граници) е да се увеличи входният импеданс на суматора с порядъци (!) Например, чрез използване на последователи на напрежение на операционния усилвател или на полеви устройства. В процеса на по-нататъшни тестове и експерименти с приемника, веригата беше усъвършенствана, позволявайки ЛЕСНОпостигане на потискане близо до теоретичната граница. В този случай схемата и дизайнът на приемника са дори леко опростени.
За да направите това, трябва (вижте диаграмата на фиг. 2 или J. Radio, 2005, № 10, стр. 61-64), за да премахнете резистори R41, R45 и кондензатор C46, ​​да увеличите резистора R46 до 33 kOhm и сменете резистора R44 с джъмпер. На печатната платка (виж фиг. 8) трябва да прекъснете връзката (отрежете пистите) на 2 места

1. между точките, свързващи R37, C42 и R38, C43
2. между точките, свързващи R39, C44 и R40, R42, C41.
Сега сигналът се взема от фазовия регулатор в една точка през неинвертиращия вход на операционния усилвател (входното съпротивление е най-малко сто MΩ). При което ИЗМЕРЕНкоефициент предаването е близо до 1. Интересното е, че в тази схема не е необходим допълнителен суматор, т.к едностранично лентовият сигнал вече е с добро качество ФОРМИРАНА(!!!) в самия фазопревключвател. Освен това, независимо от точката на улавяне на сигнала, аз се опитах да уловя сигнала от всичките четири вериги, разбира се, на свой ред.За първи път такъв дизайн на схема мига на http://www.hanssummers.com/radio/ многофазен/
И честно казано, не му обърнах сериозно внимание -
документацията е направена на ръка, на парчета - мислех, че авторът е твърде мързелив, за да завърши чертежа на още 3 операционни усилвателя на изхода на фазовия превключвател. Въпреки че самият той не се убеди на практика - работи и работи добре!
Разбира се, в известен смисъл това е компромисно решение, което позволява да се получат добри резултати в приемника с прости средства с цената на отказ от класическия метод за улавяне на сигнала. При което (тук ще си позволя да цитирам обяснителен коментар на В. Т. Поляков от лична кореспонденция за това как да премахнете сигнали от полифазер) „ако премахнете и противофазовия сигнал от изхода на PV, обърнете го и добавете го към първия, тогава изходното напрежение ще се удвои. И освен това, ако останалите два изхода са свързани към вече използваните, изходните напрежения ще бъдат по-малко зависими от натоварването на PV. Очевидно е разсъждавал създателят на този FV с напълно непроизносимото на руски фамилно име Gschwindt, който публикува схемата или в немско, или в унгарско списание през 70-те години.

След такова усъвършенстване общият Kus се оказва около 130-150 хиляди, нивото на собствения шум на изхода е приблизително 27-30 mV - оптималните стойности според мен и не е необходимо да се коригират . можете да изтеглите вариант на чертежи на печатни платки от Павел Семин ( Сьомин)извършен в Sprint Layout 4.0вече като се вземе предвид това усъвършенстване, при което беше възможно леко да се намали размерът на дъските.

След публикуването на описанието на приемника няколко колеги вече повториха дизайна и бяха доволни от качеството на този приемник. По-долу, също като пример, са снимки на дизайна на Игор Тредит ( Робин). Игор направи версия на печатната платка на Павел Семин.

Важен момент - Игор, когато повтори приемника, срещна малък проблем (това е единственият случай, известен ми, но искам да разгледам този въпрос по-подробно - може да е полезно за някого) - поради недостатъчна амплитуда (по-малко от 0,25 V eff) на изхода на GPA, когато диапазонът е включен 7 MHz нестабилен, до самовъзбуждане в микровълновата печка, тригерите 74NS74 работят. Причината, по мое мнение, беше в комбинацията от неуспешен екземпляр от 1533LA4, чието усилване рязко спада при честоти от порядъка на 29-30 MHz и напрежението на отклонение на тригера DD2.1 (виж фиг. 2) , което поради разпространението на съпротивленията R1, R2 може да се различава от оптималното. Най-добрият начин би бил да поставите по-успешно копие на чипа DD3 (вижте фиг. 4) или да си поиграете със стойностите на R1, R2 (вижте фиг. 2), но това е лесно да се направи ако микросхемите са инсталирани на панели. Но какво ще стане, ако са запоени към платката? Остава да изберете отместването от стойностите на R1, R2 или да направите както направи Игор. Оставяйки захранващото напрежение на превключвателя същото - 8V, той намали захранващото напрежение на чипа DD2 до 6V, като по този начин увеличи относителната амплитуда на GPA сигнала по отношение на прага на задействане, което е почти право пропорционално на захранващото напрежение на задействане.

Най-лесният начин да направите това е да захранвате DD2 чрез резистор 62-100 ома (избран според стабилната работа на тригерите в диапазона 7 MHz). Последният трябва да включите в празнината на печатния проводник (вижте фиг. 8) между крака 16 DD1 и кондензатора C2.

Игор не избра кондензатори за многофазния фазопревключвател - той ги достави от една партида. Независимо от това, степента на потискане на горната страна се оказа висока - което означава, че дизайнът има определен технологичен запас. Игор ( Робин) е много доволен от работата на приемника. Когато провежда сравнително слушане на ефира на Radio-76M2 и този PPP, той предпочита последния, като отбелязва неговата специална мекота на звука и прозрачността на ефира.

НакраяИскам да благодаря на колегите и съмишлениците във форума http://forum.cqham.ru/viewtopic.php?t=4032

(Валери RW3DKB, Сергей US5QBR, Андрей WWW, Павел Сьомин, Юрий UR5VEB, Александър Т, Олег_Дм., Тадас, Александър М, Алекс007, Кестутис, US8IDZ, K2PAL, Виктор, Игор Робин и много други), посветени на проблемите и развитието на T/PPP, онези, чийто ентусиазъм и откровено фанатична любов към ТЕХНИКАТА ЗА ДИРЕКТНА ТРАНСФОРМАЦИЯ събудиха в мен и в много други интереса и желанието да се включат отново в PPP, тези, които внимателно и неуморно поддържаха истински водопад от информация от цял ​​свят свят за нови продукти и подходи, съвременни концепции, методи и схемни реализации на PP техниката. Благодаря на всички ви приятели. Вече има много от нас - почитателите на ТЕХНИКАТА ДИРЕКТНО ПРЕОБРАЗУВАНЕ.

Мога да отбележа със задоволство, че дизайнът се оказа наистина лесен и достъпен при повторение, а параметрите са отлични, не по-лоши от декларираните!

Например колегата Олег Дмитриевич Потапенко, който има възможност за инструментални измервания след задълбочено измерване, получи чувствителност от 0,6 μV, DD2 от порядъка на 107-109 dB и потискане на горната страна - повече от 54 dB). Безспорен интерес представляват неговите резултати от измервания на DD3 SPP по двучестотния метод, за който са използвали

генератори с нисък фазов шум IFR2040 от Aeroflex (известен още като IFR, още по-рано беше Marconi).
1. Свързваме два GSS IFR2040 към PPP чрез разширител със затихване от 3 dB.
И двата изхода на осцилатора са забранени - OFF
Измерваме напрежението на шума на изхода на PPP с миливолтметър V3-38B.
Ush=19.5mV
2. Измерете чувствителността
Настройка на генератори
F1 = 3.3329 MHz (работещ) изход - ВКЛ. (активиран)
F2=3,4349 MHz (интерференция2) изход - ИЗКЛ. (забранено)
Даваме сигнал Uc1 \u003d -111,8 dbm, при който Uout \u003d 62 mV (S/N \u003d 10 dB)
Ако добавим 3 dB от суматора, получаваме

S=-114,8 dbm при S/N=10 dB.

3. Включваме смущения с разстояние от 50 kHz, получаваме на честота 2F1-F2 \u003d 3,3329 MHz
F1=3.3839 MHz (смущение1) изход - ВКЛ
F2=3.4349 MHz (интерференция2) изход - ВКЛ
Задайте равни амплитуди на сигнала
Uс1=Uс2=-13.3 dbm, при което Uизх=62 mV
4. Изчислете DD3 = -13,3-(-111,8) = 98,5 dB

II. За 20 kHz разстояние

F1=3,3539 MHz (смущения1)
F2=3,3749 MHz (смущения2)
Uс1= Uс2=-14.3 dbm и DD3 = -14.3-(-111.8) = 97.5 dB

След това извърших измервания на чувствителността без суматор
1. Свързваме накъсо PPP входа през 51 Ohm Ush = 17.5mV
S = -116 dbm, при S / N = 10 dB (Uout = 55 mV)
2. За разстояние от 50 kHz измерих отново DD3
Uс1= Uс2=-14 dbm (или 44,6 mV), при което изходът е 55 mV
DD3 = -14 -(-116) -3 = 99 dB

Приемник без корпус, без екранировка, самоделен кварцов локален осцилатор с кварцов двукристален филтър на изхода, захранване B5-29 (+14 V). Сигналът беше подаден без DFT, директно към входния транс на миксера.
Очевидно, точно поради липсата на скрининг, стойностите на Ush, S са донякъде плаващи от измерване на измерване.,

Приемникът е проектиран да работи на честоти от всички радиолюбителски ленти от 160 метра до 10 метра. Приемникът е сглобен съгласно схемата за директно преобразуване, има чувствителност най-малко 0,5 μV. Може да приема сигнали от радиостанции, работещи по телефон (SSB) и телеграф (CW). Има три контрола на приемника - регулируем от един двусекционен кондензатор хетеродин и входни вериги, контрол на чувствителността, контрол на силата на звука.

Картината може да се кликне


Сигналът от антената се подава към входната верига, състояща се от набор от последователно свързани намотки L1-L6 и секция C1.1 на променливия кондензатор C1. Кондензатор C18, свързан последователно с кондензатор C1.1, намалява припокриването на неговия капацитет.
Всички намотки на входната верига са готови високочестотни дросели от промишлено производство. Не е необходимо да се коригират. В процеса на установяване настройката на веригата се извършва от тримерен кондензатор C21.Веригата се настройва на диапазони в скокове с помощта на секция S1.1 на превключвател S1 (бисквитен превключвател с керамични дъски). Плавна настройка чрез секция C1.1 на променлив кондензатор.
От входната верига сигналът се подава към URC на полеви транзистор VT1 с двоен затвор от типа BF966. Тук можете да използвате и домашни полеви транзистори с двоен затвор, например KP350. С помощта на резистор R3 можете да регулирате постоянното напрежение на втория порт VT1, което променя коефициента на предаване на каскадата и по този начин влияе на чувствителността.
Той се зарежда с URF от високочестотен трансформатор T1, който е необходим за подаване на симетричен RF сигнал към симетричния вход на честотния преобразувател на чипа A1.
Чип A1 тип SA612A (или неговият аналог NE612) е предназначен за честотни преобразуватели на суперхетеродинни приемни пътища на комуникационно оборудване. Тук работи почти по предназначение - миксер-демодулатор. "Почти" - защото междинната честота е нула, тоест междинната честота е демодулираният AF сигнал.
Локалният осцилатор използва верига, състояща се от последователно свързани намотки L7-L12 и секция C1.2 на променлив кондензатор C1. Кондензатор C19, свързан последователно с кондензатор C1.2, намалява припокриването на неговия капацитет.
Всички бобини на хетеродинната верига са готови високочестотни дросели на промишлено производство. Не е необходимо да се коригират. В процеса на установяване настройката на веригата се извършва от тримерен кондензатор C22.Веригата се настройва на диапазони в скокове, като се използва секция S1.2 на превключвател S1 (бисквитен превключвател с керамични дъски). Плавна настройка - секция C1.2 на променлив кондензатор.
Поради факта, че това е приемник с директно преобразуване и "междинната" честота е практически равна на от нула до няколко килохерца, настройката на хетеродина и входните вериги е практически еднаква.
Важен недостатък на всеки приемник с директно преобразуване е неговата висока чувствителност към смущения под формата на нискочестотни сигнали с честотата на мрежата, които влизат в приемника по различни начини. Причината за това се крие в самия принцип на работа на приемника за директно преобразуване, основното усилване се получава при ниски честоти и следователно ULF има голямо усилване.
Но чипът SA612A има противофазен изход на честотния преобразувател. Ако това се използва във връзка с ULF с противофазен вход, тогава се оказва, че ULF има голямо усилване само когато на неговите входове се приемат противофазови сигнали. Но към честотните сигнали, които не идват от конвертора, а по други начини, той е много малко чувствителен. По този начин е възможно да се сведе до минимум чувствителността на приемника към пикапи.
Цената, която трябва да се плати за такова ефективно потискане на смущенията, е сложността на контрола на звука, който трябва да има двоен променлив резистор (R9).
Бобини L1-L12 - готови ВЧ дросели, закупени. Но ако желаете (или е необходимо), те могат да бъдат навити независимо, като се използва една от добре познатите формули за изчисление.
RF трансформаторът е навит върху феритен пръстен с външен диаметър 7 mm. Намотката е направена с тел PEV 0,23, сгъната наполовина. Общо - 50 оборота. След навиване изводите се изрязват и с помощта на непрекъснатостта се определят изводите на намотките на трансформатора.
Настройката на приемника се състои от регулиране на C21 и C22, така че да бъдат покрити всички ленти. Все още трябва да се калибрира скалата. В този приемник контурите са направени по опростен начин, така че във всеки диапазон припокриването се извършва с голям марж. Този недостатък по принцип може да бъде отстранен чрез допълнителни коригиращи кондензатори за всеки диапазон, но това значително ще усложни превключването.

Приемник за директно преобразуване

Приемникът приема любителски радиосигнали в честотните ленти 7, 14 и 21 MHz. Сред характеристиките на дизайна на веригата трябва да включва липсата на превключвател на диапазона и факта, че честотата на локалния осцилатор не се променя при преминаване от един диапазон в друг.
За да разберете това, трябва да запомните, че честотите на любителските HF ленти са разположени в правилната геометрична прогресия. Тоест хармониците на нискочестотните диапазони са във високочестотните диапазони. Следователно локалният осцилатор работи на честоти в диапазона 7 MHz, а когато се приема съответно в 14 MHz и 21 MHz ленти, смесителят работи на втория и третия хармоник на локалния осцилатор. Следователно локалният осцилатор не може да бъде превключен. Промяната на диапазоните се извършва чрез настройка на входния лентов филтър. Обикновено в такава верига се използват комутирани входни вериги или капацитет на веригата. Това изисква превключвател и значителен брой други части. Тук, вместо да променя честотата на входния филтър на стъпки, неговата честота се настройва плавно с помощта на двусекционен променлив кондензатор. На показалеца на писалката, фиксиран върху оста на този кондензатор, трябва да направите три маркировки, съответстващи на настройката на входния лентов филтър за диапазона от 7 MHz, 14 MHz и 21 MHz. В допълнение към опростяването на механичния дизайн на веригата за избор на обхват, този метод позволява, ако е необходимо, леко регулиране на входния филтър, така че например да се отклони от смущения или да се получи максимална чувствителност и селективност в желаната част от избрания обхват .

Нека разгледаме диаграма. Сигналът от антената идва през коаксиалния конектор X1. На двойния променлив резистор R1 е направен плавен входен атенюатор, който може да се използва за регулиране на чувствителността на приемника (дръжката е подписана с "Ниво"). Освен това - двусекционен лентов филтър по веригите L2-C4.1-C1-C3-C2-C4.2-L3, регулируем с помощта на двоен променлив кондензатор с въздушен диелектрик C4. Бобината L1 се използва за свързване на входния атенюатор с филтъра.
На изхода на лентовия филтър се включва едноцикличен ключов миксер на полев транзистор VT1. Сигналът на локалния осцилатор влиза в гейта на транзистора и той работи като съпротивление, контролирано от сигнала, приложен към гейта, всъщност превключвайки входния сигнал към изходния капацитивен товар. Затварящото напрежение на вратата на VT1 се настройва автоматично поради коригиращото действие на транзисторния преход.
Отварянето на VT1 става при определена стойност на напрежението на неговата врата. В същото време, променяйки стойността на синусоидалното напрежение на локалния осцилатор, променяме ъгловата стойност (точката на синусоидата), при която се отваря VT1. По този начин, чрез промяна на стойността на напрежението на локалния осцилатор, ние променяме работния цикъл на отварящите импулси VT1. В този случай, когато работите върху хармоници, за да получите еднаква чувствителност във всички диапазони, работният цикъл трябва да бъде около четири. За да се постигне това е необходимо VT1 да е с напрежение на прекъсване поне два пъти по-малко от това на VT2.
На изхода на миксера се формира комплекс от честоти, от които U-образен нискочестотен филтър C10-L5-C11 разпределя ниска честота с лента от 3 kHz. Освен това, усилването на нискочестотния сигнал с помощта на ULF, състоящ се от предусилвател на транзистор VT3 и усилвател на мощност на чип A1, зареден на миниатюрен dynamik B1 със съпротивление на звуковата намотка от 8 ома . Резистор R6 се използва за контрол на силата на звука.
Локалният осцилатор е направен на транзистора VT2 съгласно индуктивната триточкова верига. Веригата на локалния осцилатор L4-C7-C6-C5 е възстановена от променлив кондензатор C5 с въздушен диелектрик. Честотата на локалния осцилатор се настройва в рамките на 6,9-7,2 MHz. За да се получи необходимия обхват на настройка, максималният капацитет на променливия кондензатор C5 се намалява чрез серийното свързване на C6, а минималният капацитет се увеличава чрез паралелното свързване на капацитета C7 към бобината на веригата.
Захранващото напрежение на локалния осцилатор се стабилизира от ценеров диод VD1.
Всички високочестотни намотки са навити върху сърцевини от карбонилно желязо. Рамките са направени от рамките на FFI схемите на стари тръбни черно-бели телевизори. Такава рамка се състои от основа и тръба с резба, вътре в която има две сърцевини от карбонилно желязо с резба. Необходимо е да премахнете сърцевините от тръбата и да отрежете парче тръба, равно на около 2/3 от общата дължина. След това завийте едно от тези ядра в него. Рамката е готова. Всички намотки на веригата съдържат 12 навивки от проводник PEV 0,43. Намотката L1 е навита на повърхността на L2 и съдържа 4 навивки. Бобината L4 има кран от 4-ти оборот, като се брои отдолу според диаграмата.
Тези намотки са монтирани вертикално в корпуса на приемника и са закрепени с перла от епоксидна смола. Необходимо е да се подготви епоксидно лепило и да се втвърди до пастообразно състояние. След това потопете долната част на рамката на намотката в това лепило, така че да се оформи
голяма капка и поставете бобината на правилното място на тялото. След втвърдяване рамката на намотката ще бъде надеждно фиксирана в корпуса на приемника.
Като бобина L5 е използвана универсална магнитна глава от стар касетофон. Тялото на главата се използва като спирален екран (свързва се към общия минус на захранването).
Смесителят може да използва транзистори KP307A, KP307B, KPZOZA, KPZOZB, KPZOZI, BF245A.
В локалния осцилатор е необходимо да се използват транзистори с напрежение на прекъсване най-малко 3,5 V, -KP307G, KPZOZG, KPZOZD, KPZOZE, KP302B, KP302V, BF245C.
Променливи кондензатори - двусекционни тип KPE2-V или подобни, от стари лампови радиостанции и приемници. Такъв кондензатор обикновено има две секции от 10-495 pf или 11-500 pf всяка. Тези кондензатори са добри за тяхната стабилност и липсата на шум от статични разряди, които могат да бъдат по време на работа на кондензатори с твърд диелектрик (от електрификация, когато плочите се търкат в диелектрика). Кондензаторите C1 и C2 са керамични тип KPK-6 или други подобни тримери. Можете също да използвате тримерни кондензатори с въздушен диелектрик. Или можете да ги откажете напълно, като ги замените с постоянен капацитет от 10 pF. Но в този случай оптимизирането на настройката на входния филтър става по-сложно (можете да използвате само тримери на намотки).
Кондензаторите C3, C6, C7 трябва да са с минимален TKE, в противен случай настройката ще бъде нестабилна.
Настройката се свежда до проверка на производителността на ULF. Освен това, използвайки честотомер, трябва да определите обхвата на настройка на локалния осцилатор и да настроите L4, както и, като изберете капацитета C7, да го въведете в диапазона не по-тесен от 6,9-7,2 MHz (но не по-широк от 6,8-7,3 MHz). Свържете честотомера чрез кондензатор с капацитет не повече от 2 pF.
Следващата стъпка е задаване на ограниченията и сдвояване на настройките на веригите на входния филтър.
Следва класирането.

Снегирев И.
Литература:
1. Гойгоров И.Н. Прост приемник за наблюдател. j.Radioconstructor 12-99, p. 12-13.

Двулентовият приемник за директно преобразуване е сглобен само на две микросхеми и три транзистора, но има добри характеристики на работа. Благодарение на използването на лентов филтър на входа (вместо единична верига) се постига добра селективност за огледалните и страничните канали за приемане.

Входният етап на полевия транзистор VT1 ви позволява да получите висока чувствителност (поне 0,5 μV) и в допълнение не натоварва веригата на лентовия филтър L3-C4 и ви позволява да получите отлично съвпадение с UHF входа на DA1 чип.

В микросхемата, в допълнение към RF усилването, полученият сигнал и сигналът на генератора на гладък диапазон се смесват. В резултат на преобразуването на първичната намотка на трансформатора Т1 се излъчва звуков честотен сигнал. Трансформаторът (съвпадащ от всеки джобен приемник) играе ролята на нискочестотен филтър, чиято гранична честота е 2,5-3 kHz и се задава чрез избиране на капацитета на кондензатора C20.

От вторичната намотка сигналът се подава към входа на нискочестотния усилвател DA2, който има голямо усилване. Той е надежден, не се вълнува и не прегрява. Товарът на усилвателя може да бъде 8 омов драйвер или слушалки. Нивото на звука се настройва с помощта на променлив резистор R14.

От ULF изхода, през резистора R12 и токоизправителя на диодите VD4 и VD5, напрежението AGC се прилага към щифт 9 на микросхемата DA1.

GPA се прави като отделна единица

за да се осигури най-добра стабилност на честотата. Честотата му може да се настройва в диапазона от 7000 -7200 kHz. При приемане на любителски радиостанции в диапазона 40 m се използва първият хармоник на сигнала GPA, а в диапазона 20 m - вторият. При превключване от обхват на обхват се превключват само входните лентови филтри L1-L2-C2-C3-L3-C4.

Намотки L1-L3 - готови, монтирани на ленти (41 и 25 m) на радиоприемника VEF-202. Броят на завоите се избира по следния начин. Към намотката на контурната намотка на бившия локален осцилатор навивките на вече ненужната комуникационна намотка се навиват (41 m обхватна лента) и, обратно, навивките се развиват от входната намотка на 25-метровата обхватна лента, така че „тримерите“ на намотките могат да се движат свободно, резбата им трябва да се навлажни с алкохол.

Бобината L4 GPA е навита на готова фабрична рамка 010 мм и дължина 27 мм.Рамката има канали за полагане на проводника. Броят на завъртанията е -12, изходът е от 4-ти завой. Тел - посребрен 00,31-0,35 мм.

Настройката на приемника се свежда до избора на части, посочени на диаграмата със звездичка, и определяне на границите на обхвата на плавен локален осцилатор. За да регулирате лентовите филтри, копчето на кондензатора C1 се показва на предния панел на приемника.

Разбира се, приемникът може да бъде направен многолентов - например, като се използва за тази цел бившият домашен радиоприемник VEF-202 с почти всичките му собствени компоненти (нониус с променлив кондензатор, барабанен превключвател с лентови ленти , входни и изходни конектори и т.н.).

 
Статии оттема:
Паста с риба тон в кремообразен сос Паста с прясна риба тон в кремообразен сос
Паста с риба тон в кремообразен сос Паста с прясна риба тон в кремообразен сос
Пастата с риба тон в кремообразен сос е ястие, от което всеки ще си глътне езика, разбира се, не само за удоволствие, а защото е безумно вкусно. Риба тон и паста са в перфектна хармония помежду си. Разбира се, може би някой няма да хареса това ястие.
Пролетни рулца със зеленчуци Зеленчукови рулца у дома
Пролетни рулца със зеленчуци Зеленчукови рулца у дома
Така че, ако се борите с въпроса „каква е разликата между суши и ролки?“, Ние отговаряме - нищо. Няколко думи за това какво представляват ролките. Ролцата не са непременно японска кухня. Рецептата за рула под една или друга форма присъства в много азиатски кухни.
Защита на флората и фауната в международните договори И човешкото здраве
Защита на флората и фауната в международните договори И човешкото здраве
Решаването на екологичните проблеми и следователно перспективите за устойчиво развитие на цивилизацията са до голяма степен свързани с компетентното използване на възобновяеми ресурси и различни функции на екосистемите и тяхното управление. Тази посока е най-важният начин за получаване
Минимална заплата (минимална заплата)
Минимална заплата (минимална заплата)
Минималната работна заплата е минималната работна заплата (SMIC), която се одобрява от правителството на Руската федерация ежегодно въз основа на Федералния закон „За минималната работна заплата“. Минималната работна заплата се изчислява за изпълнената месечна норма труд.